ATF-54143：采用表面贴装塑料封装的低噪声增强模式假晶高电子迁移率晶体管（HEMT）
产品特性
- 优异的线性度性能
- 采用增强模式技术
- 低噪声系数
- 一致性极高的产品规格
- 800微米的栅极宽度
- 采用低成本、小型化表面贴装塑料封装SOT343（4引脚SC-70）
- 提供卷带包装选项
- 提供无铅选项
规格参数
- 工作频率：2 GHz；工作电压：3 V；漏极电流：60 mA（典型值）
- 输出三阶截距：36.2 dBm
- 1 dB增益压缩输出功率：20.4 dBm
- 噪声系数：0.5 dB
- 关联增益：16.6 dB
典型应用
- 蜂窝/PCS基站中的低噪声放大器
- 用于WLAN、WLL/RLL及MMDS系统的低噪声放大器（LNA）
- 适用于其他超低噪声应用的通用分立式E-PHEMT
产品概述
安华高（Avago Technologies）推出的ATF-54143是一款具备高动态范围与低噪声性能的增强型PHEMT（E-PHEMT），采用4引脚SC-70（SOT-343）塑料表面贴装封装。
该器件凭借其高增益、高线性度及低噪声特性，成为450 MHz至6 GHz频率范围内应用于蜂窝基站、MMDS系统及其他通信设备的理想选择。
其封装形式为SOT-343，适用于现代高频系统中对小型化和低成本的高要求。
ATF-54143 应用概述
ATF-54143是一款专为VHF至6 GHz范围内的商业应用而设计的低噪声增强型PHEMT。相比传统的耗尽型PHEMT，增强型器件无需负电压即可工作，只需在栅极与源极之间施加正电位差即可。
增强型PHEMT的偏置方式与双极结型晶体管（BJT）类似。ATF-54143需要约0.6V的栅极与源极电压差以实现60 mA的漏极电流，相较于双极晶体管所需的0.7V基极-发射极电压更为高效。
阻抗匹配技术
增强型PHEMT的阻抗匹配方式与耗尽型PHEMT相似，主要区别在于偏置方法。
本器件的技术资料中提供了不同偏置条件下的S参数与噪声参数。图1所示为一个典型的900 MHz和1900 MHz应用中使用的低噪声放大器（LNA）电路。其中的高通匹配网络（L1/C1和L4/C4）有助于优化噪声系数、增益、S11及S22参数。
此外，高通结构还能有效抑制低频增益提升，从而提升带外抑制能力。
图1. 典型的带无源偏置的ATF-54143低噪声放大器电路
电容器C2和C5提供了良好的射频旁路，而R3与R4则为系统提供低频端接，增强稳定性。C3和C6同样用于旁路低频射频信号。
这些电容的选取需谨慎，因它们在抑制低频混频产物方面起着关键作用。特别是在CDMA 1.25 MHz信号条件下，C3和C6的值建议设为0.1 μF以实现最佳三阶失真抑制。若使用更小电容值，可能无法有效抑制差频信号，影响双音IP3性能。
偏置配置
增强型器件的一大优势在于其偏置设计灵活性，可通过接地源极并施加正栅极电压来实现所需的漏极电流。
相比之下，耗尽型PHEMT在Vgs=0 V时即能输出最大漏电流，而增强型PHEMT在Vgs=0 V时几乎无电流。只有当Vgs高于阈值电压Vto时，漏电流才开始流动。
在Vds=3 V、Vgs=0.6 V的条件下，ATF-54143可输出约60 mA的漏电流。数据表中还提供了不同漏电流下的Vgs范围。此外，若栅极开路，漏电流将在栅极与源极间建立电压差，从而影响器件行为。
无源偏置方案
ATF-54143的无源偏置由R1与R2构成的分压网络实现，漏极电压通过R3反馈以维持漏极电流稳定。电阻R5（约10kΩ）则用于栅极限流，尤其在器件进入P1dB或PSAT状态时尤为重要。
电阻R3的计算依赖于VDD、Vds、Ids和IBB：
其中：
- VDD：电源电压
- Vds：漏源电压
- Ids：目标漏极电流
- IBB：R1/R2分压电流
电阻R1和R2的计算公式如下：
示例电路参数
- VDD = 5 V
- Vds = 3 V
- Ids = 60 mA
- Vgs = 0.59 V
- IBB = 2 mA
根据上述参数，计算得到：
- R1 = 295 Ω
- R2 = 1205 Ω
- R3 = 32.3 Ω
有源偏置方案
有源偏置技术旨在维持稳定的静态偏置点，即使在温度变化或批次间直流性能波动的情况下。
增强型PHEMT与双极晶体管在偏置设计上有相似之处，且无需负电源。
图2展示了一个典型的有源偏置LNA电路，其中R1和R2在Q2的基极提供恒定电压源，Q2的发射极则因0.7 V的基射压降而升高。R3两端的电压则形成恒定的漏极电流。
图2. 典型的带主动偏置的ATF-54143低噪声放大器
偏置网络工作原理如下：
公式（4）和（5）的重排形式为：
有源偏置示例电路
- VDD = 5 V
- Vds = 3 V
- Ids = 60 mA
- R4 = 10 Ω
- VBE = 0.7 V
公式（1）计算发射极电压为3.6 V，公式（2）计算R3为23.3 Ω。公式（3）确定R1和R2连接点电压，再结合基极-发射极电压以稳定Vds。
通过解方程（4）和（5）可得：
- R1 = 1450 Ω
- R2 = 1050 Ω
- R7 = 1 kΩ
- R6 = 10 kΩ
R7和R6分别用于维持Q2偏置稳定性，并限制Q1栅极电流，尤其在高RF功率条件下。
ATF-54143 Curtice ADS模型
基于S参数、噪声参数和非线性模型的设计
ATF-54143的非线性模型涵盖了芯片与封装模型，其中封装模型考虑了引脚影响，但未计入印刷电路板接地时的源电感。
器件的S参数和噪声参数已考虑了0.020英寸厚PCB过孔的影响。在仿真中使用非线性模型时，需注意PCB对整体性能的影响，以确保模拟与实测结果一致。
图3. 向ATF-54143非线性模型中添加过孔以与实测S参数进行对比
噪声参数说明
2 GHz以上频率的最小噪声系数（Fmin）基于测量数据，而2 GHz以下的Fmin值则通过外推法得出。
Fmin值基于在16种不同阻抗下进行的噪声测量。通过这些数据，可以计算出真实的最小噪声系数。
设计匹配网络时，应尽量减少电路损耗。放大器的总噪声系数等于器件噪声系数与匹配网络损耗之和。当输入阻抗为Go时，放大器噪声系数才等于Fmin。
若反射系数Gs不等于Go，则噪声系数将超过Fmin，其关系为：
其中，Rn/Zo为归一化噪声电阻，Go为最佳源反射系数，Gs为实际反射系数。
匹配网络的损耗取决于元件品质因数（Q值）和PCB损耗。在低频下，Go值较高，且较大的栅极宽度通常对应更低的Go。
在900 MHz频率下，若采用高Q值的空气绕组电感，损耗可能达0.25 dB，而使用Q值较低的多层电感时，损耗可高达0.5 dB或更多。加上器件本身0.15 dB的Fmin值，总噪声系数可能接近0.65 dB。
关于电路损耗对噪声系数的影响，详见Avago Technologies应用文档1085。