ATF-54143：采用表面贴装塑料封装的低噪声增强型赝晶高电子迁移率晶体管（E-PHEMT）
产品特性
- 出色的线性性能
- 增强型工作模式
- 极低噪声系数
- 高度一致的产品性能
- 800 微米栅极宽度
- 小型化低成本封装 SOT343（4引脚 SC-70）
- 支持卷带包装
- 符合无铅环保标准
技术规格
- 频率：2 GHz
- 供电电压：3 V
- 典型漏极电流：60 mA
- 输出三阶截断点 (OIP3)：36.2 dBm
- 1 dB 增益压缩输出功率：20.4 dBm
- 噪声系数：0.5 dB
- 相关增益：16.6 dB
典型应用
- 蜂窝和 PCS 基站的低噪声放大器
- WLAN、WLL/RLL 和 MMDS 应用中的 LNA
- 适用于其他超低噪声要求的通用 E-PHEMT 器件
产品概述
安华高（Avago Technologies）推出的 ATF-54143 是一款高动态范围且噪声极低的增强型赝晶高电子迁移率晶体管（E-PHEMT），采用 4 引脚 SOT-343（SC-70）表面贴装塑料封装。
其高增益、高线性度和低噪声特性，使其成为适用于 450 MHz 至 6 GHz 频率范围内的基站、MMDS 和其他通信系统中的理想放大器元件。
封装形式
该器件采用 SOT-343 表面贴装封装，适合于高密度 PCB 设计和自动化生产流程。
应用背景与设计要点
ATF-54143 是一款为 VHF 至 6 GHz 频率范围内的商业系统设计的低成本低噪声 E-PHEMT。与传统的耗尽型 PHEMT 不同，该增强型器件无需负偏置电压即可工作。当栅极相对于源极的电位为正值时，漏电流即可开启。
与双极晶体管类似，增强型 PHEMT 的偏置方式较为接近传统的 BJT 偏置设计。对于 ATF-54143，需在栅极与源极之间施加约 0.6 V 的电压以实现 60 mA 的漏极电流。
阻抗匹配与匹配网络设计
增强型 PHEMT 的阻抗匹配机制与耗尽型器件类似，但其偏置方式存在差异。数据表中提供了多种偏置条件下的 S 参数与噪声参数。
图 1 展示了一个适用于 900 MHz 和 1900 MHz 应用的低噪声放大器（LNA）电路。该电路利用由 L1/C1 和 L4/C4 构成的高通匹配网络，实现噪声系数、增益、S11 与 S22 的良好匹配。
图1. 典型的带无源偏置的ATF-54143低噪声放大器
电容 C2 与 C5 为匹配网络中的高频信号提供低阻抗旁路路径。电阻 R3 与 R4 用于低频信号端接，以提升低频稳定性。此外，电容 C3 与 C6 则为高频信号提供低阻抗通路，防止低频混频产物累积。
在 CDMA 系统中，为有效抑制三阶失真产物，C3 和 C6 的电容值通常选择为 0.1 μF，以确保对 1.25 MHz 频率差信号的充分旁路。
偏置设计要点
增强型器件的一个显著优势在于，设计人员可通过将源极接地并仅向栅极施加正电压的方式，实现所需的漏极电流。
当 Vgs 为 0 V 时，耗尽型 PHEMT 具有最大漏极电流，而增强型器件在 Vgs = 0 V 时漏电流极低。只有当栅极电压超过器件的阈值电压 Vto 时，漏电流才开始流动。
在 Vds = 3 V 且 Vgs = 0.6 V 的条件下，该器件的漏极电流约为 60 mA。数据表中列出了实现特定漏电流所需的 Vgs 范围。值得注意的是，如果栅极开路，由于漏电流在栅源之间产生压降，仍可能导致一定量的电流流动。
无源偏置配置
ATF-54143 的无源偏置方案依赖于 R1 与 R2 组成的分压网络，并结合 R3 提供的电压反馈，以维持稳定的漏电流。电阻 R5 用于限制栅极电流，尤其在高输出功率条件下（如 P1dB 或 PSAT）至关重要。
电阻 R3 的计算方式如下：
其中，VDD 表示供电电压，Vds 为器件的漏源电压，Ids 为所需漏极电流，IBB 为流经分压网络的电流。
R1 与 R2 的值则通过以下公式计算：
无源偏置示例
- VDD = 5 V
- Vds = 3 V
- Ids = 60 mA
- Vgs = 0.59 V
- IBB = 2 mA（至少为栅极漏电流的 10 倍）
基于上述参数计算可得：
- R1 = 295 Ω
- R2 = 1205 Ω
- R3 = 32.3 Ω
有源偏置方案
有源偏置方案用于在温度变化或器件批次差异影响性能时，维持稳定的静态工作点。与耗尽型 PHEMT 相比，增强型 PHEMT 的优势在于无需负电源。
图 2 展示了一个典型有源偏置电路。通过 R1 与 R2 对 Q2 的基极施加固定电压，基极电压在发射极处升高 0.7 V，以形成稳定的偏置。
图2. 典型的带主动偏置的ATF-54143低噪声放大器
在 Q2 的发射极并接 R3，以提供恒定电流源，进而控制漏极电流。R1 与 R2 的组合用于调节 Vds，并影响偏置网络的功耗。
该电路的数学模型如下所示：
有源偏置公式变换
对上述公式进行变换，得到：
有源偏置示例
- VDD = 5 V
- Vds = 3 V
- Ids = 60 mA
- R4 = 10 Ω
- VBE = 0.7 V
根据公式（1）计算发射极电压为 3.6 V。公式（2）确定 R3 的取值为 23.3 Ω。公式（3）用于求解 R1 和 R2 的电压点。
通过同时求解公式（4）与（5）可得 R1 = 1450 Ω，R2 = 1050 Ω。R7 设定为 1 kΩ，用于维持 Q2 的偏置稳定性。R6 为 10 kΩ，用于限制 Q1 的栅极电流。
ATF-54143 Curtice ADS 模型
基于 S 参数与噪声模型的设计考虑
ATF-54143 的非线性模型包含芯片模型与封装模型。封装模型考虑了引脚的影响，但未涵盖 PCB 接地源引脚所带来的源电感。
器件的 S 参数与噪声参数已经考虑了 0.020 英寸厚 PCB 过孔的影响。设计人员在使用模型进行仿真时，应同时考虑 PCB 对性能的影响，以确保结果的准确性。
图3. 向ATF-54143非线性模型中添加过孔，以便与实测的S参数和噪声参数进行比较
噪声参数说明
在 2 GHz 以上，Fmin 值基于实测数据得出，低于 2 GHz 的数据则通过外推获得。这些 Fmin 测量基于在 16 个不同阻抗点上使用 ATN NP5 测试系统所进行的 16 次噪声系数测量。
噪声系数 Fmin 表示当匹配网络将源阻抗（通常为 50Ω）匹配到最优反射系数 Go 时，器件的最小噪声系数。
放大器的总噪声系数等于器件噪声系数加上匹配网络的损耗。只有当呈现的源反射系数等于 Go 时，噪声系数才等于 Fmin。若不等于 Go，则噪声系数将大于 Fmin，其关系如下所示：
其中，Rn/Zo 是归一化的噪声电阻，Go 是实现 Fmin 所需的源反射系数，Gs 是实际呈现的源反射系数。
Go 随着频率下降而增大，且栅极宽度越大的器件 Go 通常越小。在高频下，Go 值较低，匹配网络设计更易实现低噪声。
在 900 MHz 应用中，若匹配网络使用 Q 值为 100 的空气绕线电感，其损耗约为 0.25 dB。若使用 Q 值在 30 至 50 范围内的多层电感，则损耗可能上升至 0.5 dB 或更高。加上器件自身约 0.15 dB 的 Fmin，总噪声系数接近 0.65 dB。
关于电路损耗与噪声系数关系的详细讨论，可参见 Avago Technologies 的应用文档 1085。